功率 場效應(yīng) 晶體管 MOSFET

1.概述
　　
　　MOSFET的原意是：MOS（MetalOxideSemiconductor金屬氧化物半導(dǎo)體），F(xiàn)ET（FieldEffectTransistor場效應(yīng)晶體管），即以金屬層（M）的柵極隔著氧化層（O）利用電場的效應(yīng)來控制半導(dǎo)體（S）的場效應(yīng)晶體管。

　　功率場效應(yīng)晶體管也分為結(jié)型和絕緣柵型,但通常主要指絕緣柵型中的MOS型（MetalOxideSemiconductorFET）,簡稱功率MOSFET（PowerMOSFET）。結(jié)型功率場效應(yīng)晶體管一般稱作靜電感應(yīng)晶體管（StaticInductionTransistor——SIT）。其特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅(qū)動電路簡單，需要的驅(qū)動功率小，開關(guān)速度快，工作頻率高，熱穩(wěn)定性優(yōu)于GTR，但其電流容量小，耐壓低，一般只適用于功率不超過10kW的電力電子裝置。

 

2.功率場效應(yīng)晶體管MOSFET的結(jié)構(gòu)和工作原理
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　　功率MOSFET的種類：按導(dǎo)電溝道可分為P溝道和N溝道。按柵極電壓幅值可分為；耗盡型；當柵極電壓為零時漏源極之間就存在導(dǎo)電溝道，增強型；對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零時才存在導(dǎo)電溝道，功率MOSFET主要是N溝道增強型。

2.1功率MOSFET的結(jié)構(gòu)
　　
　　功率MOSFET的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和電氣符號如圖1所示；其導(dǎo)通時只有一種極性的載流子（多子）參與導(dǎo)電，是單極型晶體管。導(dǎo)電機理與小功率MOS管相同，但結(jié)構(gòu)上有較大區(qū)別，小功率MOS管是橫向?qū)щ娖骷?，功率MOSFET大都采用垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)，又稱為VMOSFET（VerticalMOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。
　　
　　按垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)的差異，又分為利用V型槽實現(xiàn)垂直導(dǎo)電的VVMOSFET和具有垂直導(dǎo)電雙擴散MOS結(jié)構(gòu)的VDMOSFET（VerticalDouble-diffusedMOSFET），本文主要以VDMOS器件為例進行討論。
　　
　　功率MOSFET為多元集成結(jié)構(gòu)，如國際整流器公司（InternationalRectifier）的HEXFET采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司（Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。

2.2功率MOSFET的工作原理
　　
　　截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結(jié)J1反偏，漏源極之間無電流流過。
　　
　　導(dǎo)電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少子—電子吸引到柵極下面的P區(qū)表面

　　當UGS大于UT（開啟電壓或閾值電壓）時，柵極下P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導(dǎo)體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結(jié)J1消失，漏極和源極導(dǎo)電。

2.3功率MOSFET的基本特性

2.3.1靜態(tài)特性；其轉(zhuǎn)移特性和輸出特性如圖2所示。

 

　　漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關(guān)系稱為MOSFET的轉(zhuǎn)移特性，ID較大時，ID與UGS的關(guān)系近似線性，曲線的斜率定義為跨導(dǎo)Gfs
　　
　　MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區(qū)（對應(yīng)于GTR的截止區(qū)）；飽和區(qū)（對應(yīng)于GTR的放大區(qū)）；非飽和區(qū)（對應(yīng)于GTR的飽和區(qū)）。電力MOSFET工作在開關(guān)狀態(tài)，即在截止區(qū)和非飽和區(qū)之間來回轉(zhuǎn)換。電力MOSFET漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時器件導(dǎo)通。電力MOSFET的通態(tài)電阻具有正溫度系數(shù)，對器件并聯(lián)時的均流有利。

2.3.2動態(tài)特性；其測試電路和開關(guān)過程波形如圖3所示。
　　
　　開通過程；開通延遲時間td(on) —up前沿時刻到uGS=UT并開始出現(xiàn)iD的時刻間的時間段；

 

　　上升時間tr— uGS從uT上升到MOSFET進入非飽和區(qū)的柵壓UGSP的時間段；
iD穩(wěn)態(tài)值由漏極電源電壓UE和漏極負載電阻決定。UGSP的大小和iD的穩(wěn)態(tài)值有關(guān)，UGS達到UGSP后，在up作用下繼續(xù)升高直至達到穩(wěn)態(tài)，但iD已不變。
　　
　　開通時間ton—開通延遲時間與上升時間之和。
　　
　　關(guān)斷延遲時間td(off)—up下降到零起，Cin通過Rs和RG放電，uGS按指數(shù)曲線下降到UGSP時，iD開始減小為零的時間段。
　　
　　下降時間tf— uGS從UGSP繼續(xù)下降起，iD減小，到uGS　
　　關(guān)斷時間toff—關(guān)斷延遲時間和下降時間之和。
　　
2.3.3 MOSFET的開關(guān)速度。

　　MOSFET的開關(guān)速度和Cin充放電有很大關(guān)系，使用者無法降低Cin，但可降低驅(qū)動電路內(nèi)阻Rs減小時間常數(shù)，加快開關(guān)速度，MOSFET只靠多子導(dǎo)電，不存在少子儲存效應(yīng)，因而關(guān)斷過程非常迅速，開關(guān)時間在10—100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是主要電力電子器件中*高的。
　　
　　場控器件靜態(tài)時幾乎不需輸入電流。但在開關(guān)過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅(qū)動功率。開關(guān)頻率越高，所需要的驅(qū)動功率越大。

2.4動態(tài)性能的改進
　　
　　在器件應(yīng)用時除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應(yīng)用中如何保護器件，不使器件在瞬態(tài)變化中受損害。當然晶閘管是兩個雙極型晶體管的組合，又加上因大面積帶來的大電容，所以其dv/dt能力是較為脆弱的。對di/dt來說，它還存在一個導(dǎo)通區(qū)的擴展問題，所以也帶來相當嚴格的限制。

　　功率MOSFET的情況有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每納秒（而不是每微秒）的能力來估量。但盡管如此，它也存在動態(tài)性能的限制。這些我們可以從功率MOSFET的基本結(jié)構(gòu)來予以理解。
　　
　　圖4是功率MOSFET的結(jié)構(gòu)和其相應(yīng)的等效電路。除了器件的幾乎每一部分存在電容以外，還必須考慮MOSFET還并聯(lián)著一個二極管。同時從某個角度看、它還存在一個寄生晶體管。（就像IGBT也寄生著一個晶閘管一樣）。這幾個方面，是研究MOSFET動態(tài)特性很重要的因素。

 

　　首先MOSFET結(jié)構(gòu)中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重復(fù)雪崩能力來表達。當反向di/dt很大時，二極管會承受一個速度非?？斓拿}沖尖刺，它有可能進入雪崩區(qū)，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。作為任一種PN結(jié)二極管來說，仔細研究其動態(tài)特性是相當復(fù)雜的。它們和我們一般理解PN結(jié)正向時導(dǎo)通反向時阻斷的簡單概念很不相同。當電流迅速下降時，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢復(fù)時間。PN結(jié)要求迅速導(dǎo)通時，也會有一段時間并不顯示很低的電阻。在功率MOSFET中一旦二極管有正向注入，所注入的少數(shù)載流子也會增加作為多子器件的MOSFET的復(fù)雜性。
　　
　　功率MOSFET的設(shè)計過程中采取措施使其中的寄生晶體管盡量不起作用。在不同代功率MOSFET中其措施各有不同，但總的原則是使漏極下的橫向電阻RB盡量小。因為只有在漏極N區(qū)下的橫向電阻流過足夠電流為這個N區(qū)建立正偏的條件時，寄生的雙極性晶閘管才開始發(fā)難。然而在嚴峻的動態(tài)條件下，因dv/dt通過相應(yīng)電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時這個寄生的雙極性晶體管就會起動，有可能給MOSFET帶來損壞。所以考慮瞬態(tài)性能時對功率MOSFET器件內(nèi)部的各個電容（它是dv/dt的通道）都必須予以注意。
　　
　　瞬態(tài)情況是和線路情況密切相關(guān)的，這方面在應(yīng)用中應(yīng)給予足夠重視。對器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相應(yīng)的問題。

3.高壓MOSFET原理與性能分析

　　在功率半導(dǎo)體器件中，MOSFET以高速、低開關(guān)損耗、低驅(qū)動損耗在各種功率變換，特別是高頻功率變換中起著重要作用。在低壓領(lǐng)域，MOSFET沒有競爭對手，但隨著MOS的耐壓提高，導(dǎo)通電阻隨之以2.4-2.6次方增長，其增長速度使MOSFET制造者和應(yīng)用者不得不以數(shù)十倍的幅度降低額定電流，以折中額定電流、導(dǎo)通電阻和成本之間的矛盾。即便如此，高壓MOSFET在額定結(jié)溫下的導(dǎo)通電阻產(chǎn)生的導(dǎo)通壓降仍居高不下，耐壓500V以上的MOSFET的額定結(jié)溫、額定電流條件下的導(dǎo)通電壓很高，耐壓800V以上的導(dǎo)通電壓高得驚人，導(dǎo)通損耗占MOSFET總損耗的2/3-4/5，使應(yīng)用受到極大限制。

3.1降低高壓MOSFET導(dǎo)通電阻的原理與方法
　　
　　3.1.1不同耐壓的MOSFET的導(dǎo)通電阻分布。不同耐壓的MOSFET，其導(dǎo)通電阻中各部分電阻比例分布也不同。如耐壓30V的MOSFET，其外延層電阻僅為總導(dǎo)通電阻的29%，耐壓600V的MOSFET的外延層電阻則是總導(dǎo)通電阻的96.5%。由此可以推斷耐壓800V的MOSFET的導(dǎo)通電阻將幾乎被外延層電阻占據(jù)。欲獲得高阻斷電壓，就必須采用高電阻率的外延層，并增厚。這就是常規(guī)高壓MOSFET結(jié)構(gòu)所導(dǎo)致的高導(dǎo)通電阻的根本原因。
　　
　　3.1.2降低高壓MOSFET導(dǎo)通電阻的思路。增加管芯面積雖能降低導(dǎo)通電阻，但成本的提高所付出的代價是商業(yè)品所不允許的。引入少數(shù)載流子導(dǎo)電雖能降低導(dǎo)通壓降，但付出的代價是開關(guān)速度的降低并出現(xiàn)拖尾電流，開關(guān)損耗增加，失去了MOSFET的高速的優(yōu)點。
　　
　　以上兩種辦法不能降低高壓MOSFET的導(dǎo)通電阻，所剩的思路就是如何將阻斷高電壓的低摻雜、高電阻率區(qū)域和導(dǎo)電通道的高摻雜、低電阻率分開解決。如除導(dǎo)通時低摻雜的高耐壓外延層對導(dǎo)通電阻只能起增大作用外并無其他用途。這樣，是否可以將導(dǎo)電通道以高摻雜較低電阻率實現(xiàn)，而在MOSFET關(guān)斷時，設(shè)法使這個通道以某種方式夾斷，使整個器件耐壓僅取決于低摻雜的N-外延層。基于這種思想，1988年INFINEON推出內(nèi)建橫向電場耐壓為600V的COOLMOS，使這一想法得以實現(xiàn)。內(nèi)建橫向電場的高壓MOSFET的剖面結(jié)構(gòu)及高阻斷電壓低導(dǎo)通電阻的示意圖如圖5所示。
 

　　與常規(guī)MOSFET結(jié)構(gòu)不同，內(nèi)建橫向電場的MOSFET嵌入垂直P區(qū)將垂直導(dǎo)電區(qū)域的N區(qū)夾在中間，使MOSFET關(guān)斷時，垂直的P與N之間建立橫向電場，并且垂直導(dǎo)電區(qū)域的N摻雜濃度高于其外延區(qū)N-的摻雜濃度。
　　
　　當VGS＜VTH時，由于被電場反型而產(chǎn)生的N型導(dǎo)電溝道不能形成，并且D，S間加正電壓，使MOSFET內(nèi)部PN結(jié)反偏形成耗盡層，并將垂直導(dǎo)電的N區(qū)耗盡。這個耗盡層具有縱向高阻斷電壓，如圖5（b）所示，這時器件的耐壓取決于P與N-的耐壓。因此N-的低摻雜、高電阻率是必需的。
　　
　　當CGS＞VTH時，被電場反型而產(chǎn)生的N型導(dǎo)電溝道形成。源極區(qū)的電子通過導(dǎo)電溝道進入被耗盡的垂直的N區(qū)中和正電荷，從而恢復(fù)被耗盡的N型特性，因此導(dǎo)電溝道形成。由于垂直N區(qū)具有較低的電阻率，因而導(dǎo)通電阻較常規(guī)MOSFET將明顯降低。
　　
　　通過以上分析可以看到：阻斷電壓與導(dǎo)通電阻分別在不同的功能區(qū)域。將阻斷電壓與導(dǎo)通電阻功能分開，解決了阻斷電壓與導(dǎo)通電阻的矛盾，同時也將阻斷時的表面PN結(jié)轉(zhuǎn)化為掩埋PN結(jié)，在相同的N-摻雜濃度時，阻斷電壓還可進一步提高。
　　
3.2內(nèi)建橫向電場MOSFET的主要特性
　　
　　3.2.1導(dǎo)通電阻的降低。INFINEON的內(nèi)建橫向電場的MOSFET，耐壓600V和800V，與常規(guī)MOSFET器件相比，相同的管芯面積，導(dǎo)通電阻分別下降到常規(guī)MOSFET的1/5，1/10；相同的額定電流，導(dǎo)通電阻分別下降到1/2和約1/3。在額定結(jié)溫、額定電流條件下，導(dǎo)通電壓分別從12.6V，19.1V下降到6.07V，7.5V；導(dǎo)通損耗下降到常規(guī)MOSFET的1/2和1/3。由于導(dǎo)通損耗的降低，發(fā)熱減少，器件相對較涼，故稱COOLMOS。
　　
　　3.2.2封裝的減小和熱阻的降低。相同額定電流的COOLMOS的管芯較常規(guī)MOSFET減小到1/3和1/4，使封裝減小兩個管殼規(guī)格。

　　由于COOLMOS管芯厚度僅為常規(guī)MOSFET的1/3，使TO-220封裝RTHJC從常規(guī)1℃/W降到0.6℃/W；額定功率從125W上升到208W，使管芯散熱能力提高。
　　
　　3.2.3開關(guān)特性的改善。COOLMOS的柵極電荷與開關(guān)參數(shù)均優(yōu)于常規(guī)MOSFET，很明顯，由于QG，特別是QGD的減少，使COOLMOS的開關(guān)時間約為常規(guī)MOSFET的1/2；開關(guān)損耗降低約50%。關(guān)斷時間的下降也與COOLMOS內(nèi)部低柵極電阻(＜1Ω＝有關(guān)。
　　
　　3.2.4抗雪崩擊穿能力與SCSOA。目前，新型的MOSFET無一例外地具有抗雪崩擊穿能力。COOLMOS同樣具有抗雪崩能力。在相同額定電流下，COOLMOS的IAS與ID25℃相同。但由于管芯面積的減小，IAS小于常規(guī)MOSFET，而具有相同管芯面積時，IAS和EAS則均大于常規(guī)MOSFET。
　　
　　COOLMOS的*大特點之一就是它具有短路**工作區(qū)（SCSOA），而常規(guī)MOS不具備這個特性。COOLMOS的SCSOA的獲得主要是由于轉(zhuǎn)移特性的變化和管芯熱阻降低。COOLMOS的轉(zhuǎn)移特性如圖6所示。從圖6可以看到，當VGS＞8V時，COOLMOS的漏極電流不再增加，呈恒流狀態(tài)。特別是在結(jié)溫升高時，恒流值下降，在*高結(jié)溫時，約為ID25℃的2倍，即正常工作電流的3-3.5倍。在短路狀態(tài)下，漏極電流不會因柵極的15V驅(qū)動電壓而上升到不可容忍的十幾倍的ID25℃，使COOLMOS在短路時所耗散的功率限制在350V×2ID25℃，盡可能地減少短路時管芯發(fā)熱。管芯熱阻降低可使管芯產(chǎn)生的熱量迅速地散發(fā)到管殼，抑制了管芯溫度的上升速度。因此，COOLMOS可在正常柵極電壓驅(qū)動，在0.6VDSS電源電壓下承受10ΜS短路沖擊，時間間隔大于1S，1000次不損壞，使COOLMOS可像IGBT一樣，在短路時得到有效的保護。

 

3.3關(guān)于內(nèi)建橫向電場高壓MOSFET發(fā)展現(xiàn)狀
　　
　　繼INFINEON1988年推出COOLMOS后，2000年初ST推出500V類似于COOLMOS的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，使500V，12A的MOSFET可封裝在TO-220管殼內(nèi)，導(dǎo)通電阻為0.35Ω，低于IRFP450的0.4Ω，電流額定值與IRFP450相近。IXYS也有使用COOLMOS技術(shù)的MOSFET。IR公司也推出了SUPPER220，SUPPER247封裝的超級MOSFET，額定電流分別為35A，59A，導(dǎo)通電阻分別為0.082Ω，0.045Ω，150℃時導(dǎo)通壓降約4.7V。從綜合指標看，這些MOSFET均優(yōu)于常規(guī)MOSFET，并不是因為隨管芯面積增加，導(dǎo)通電阻就成比例地下降，因此，可以認為，以上的MOSFET一定存在類似橫向電場的特殊結(jié)構(gòu)，可以看到，設(shè)法降低高壓MOSFET的導(dǎo)通壓降已經(jīng)成為現(xiàn)實，并且必將推動高壓MOSFET的應(yīng)用。
　　
3.4 COOLMOS與IGBT的比較
　　
　　600V、800V耐壓的COOLMOS的高溫導(dǎo)通壓降分別約6V，7.5V，關(guān)斷損耗降低1/2，總損耗降低1/2以上，使總損耗為常規(guī)MOSFET的40%-50%。常規(guī)600V耐壓MOSFET導(dǎo)通損耗占總損耗約75%，對應(yīng)相同總損耗超高速IGBT的平衡點達160KHZ，其中開關(guān)損耗占約75%。由于COOLMOS的總損耗降到常規(guī)MOSFET的40%-50%，對應(yīng)的IGBT損耗平衡頻率將由160KHZ降到約40KHZ，增加了MOSFET在高壓中的應(yīng)用。
　　
　　從以上討論可見，新型高壓MOSFET使長期困擾高壓MOSFET的導(dǎo)通壓降高的問題得到解決；可簡化整機設(shè)計，如散熱器件體積可減少到原40%左右；驅(qū)動電路、緩沖電路簡化；具備抗雪崩擊穿能力和抗短路能力；簡化保護電路并使整機可靠性得以提高。

4.功率MOSFET驅(qū)動電路
　　
　　功率MOSFET是電壓型驅(qū)動器件，沒有少數(shù)載流子的存貯效應(yīng)，輸入阻抗高，因而開關(guān)速度可以很高，驅(qū)動功率小，電路簡單。但功率MOSFET的極間電容較大，輸入電容CISS、輸出電容COSS和反饋電容CRSS與極間電容的關(guān)系可表述為：
　　
　　功率MOSFET的柵極輸入端相當于一個容性網(wǎng)絡(luò)，它的工作速度與驅(qū)動源內(nèi)阻抗有關(guān)。由于CISS的存在，靜態(tài)時柵極驅(qū)動電流幾乎為零，但在開通和關(guān)斷動態(tài)過程中，仍需要一定的驅(qū)動電流。假定開關(guān)管飽和導(dǎo)通需要的柵極電壓值為VGS，開關(guān)管的開通時間TON包括開通延遲時間TD和上升時間TR兩部分。

　　開關(guān)管關(guān)斷過程中，CISS通過ROFF放電，COSS由RL充電，COSS較大，VDS（T）上升較慢，隨著VDS(T)上升較慢，隨著VDS（T）的升高COSS迅速減小至接近于零時，VDS（T）再迅速上升。
　　
　　根據(jù)以上對功率MOSFET特性的分析，其驅(qū)動通常要求：觸發(fā)脈沖要具有足夠快的上升和下降速度；②開通時以低電阻力柵極電容充電，關(guān)斷時為柵極提供低電阻放電回路，以提高功率MOSFET的開關(guān)速度；③為了使功率MOSFET可靠觸發(fā)導(dǎo)通，觸發(fā)脈沖電壓應(yīng)高于管子的開啟電壓，為了防止誤導(dǎo)通，在其截止時應(yīng)提供負的柵源電壓；④功率開關(guān)管開關(guān)時所需驅(qū)動電流為柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大，即帶負載能力越大。

4.1幾種MOSFET驅(qū)動電路介紹及分析

　　4.1.1不隔離的互補驅(qū)動電路。圖7（a）為常用的小功率驅(qū)動電路，簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關(guān)設(shè)備。圖7（b）所示驅(qū)動電路開關(guān)速度很快，驅(qū)動能力強，為防止兩個MOSFET管直通，通常串接一個0.5～1Ω小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的**率開關(guān)設(shè)備。這兩種電路特點是結(jié)構(gòu)簡單。
 

　　功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會導(dǎo)通。由于MOSFET存在結(jié)電容，關(guān)斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結(jié)電容在柵源兩端產(chǎn)生干擾電壓。常用的互補驅(qū)動電路的關(guān)斷回路阻抗小，關(guān)斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅(qū)動電路的基礎(chǔ)上增加**有V1、V2、R組成的電路，產(chǎn)生一個負壓，電路原理圖如圖8所示。

 

　　當V1導(dǎo)通時，V2關(guān)斷，兩個MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關(guān)斷，下管導(dǎo)通，則被驅(qū)動的功率管關(guān)斷；反之V1關(guān)斷時，V2導(dǎo)通，上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷，使驅(qū)動的管子導(dǎo)通。因為上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有V2的回路，由于V2會不斷退出飽和直至關(guān)斷，所以對于S1而言導(dǎo)通比關(guān)斷要慢，對于S2而言導(dǎo)通比關(guān)斷要快，所以兩管發(fā)熱程度也不完全一樣，S1比S2發(fā)熱嚴重。

　　該驅(qū)動電路的缺點是需要雙電源，且由于R的取值不能過大，否則會使V1深度飽和，影響關(guān)斷速度，所以R上會有一定的損耗。

　　4.1.2隔離的驅(qū)動電路

　?。?）正激式驅(qū)動電路。電路原理如圖9（a）所示，N3為去磁繞組，S2為所驅(qū)動的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。

 

　　其等效電路圖如圖9（b）所示脈沖不要求的副邊并聯(lián)一電阻R1，它做為正激變換器的假負載，用于消除關(guān)斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導(dǎo)通。同時它還可以作為功率MOSFET關(guān)斷時的能量泄放回路。該驅(qū)動電路的導(dǎo)通速度主要與被驅(qū)動的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅(qū)動信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關(guān)。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關(guān)斷速度越慢。該電路具有以下優(yōu)點：

　?、匐娐方Y(jié)構(gòu)簡單可靠，實現(xiàn)了隔離驅(qū)動。
　?、谥恍鑶坞娫醇纯商峁?dǎo)通時的正、關(guān)斷時負壓。
　?、壅伎毡裙潭〞r，通過合理的參數(shù)設(shè)計，此驅(qū)動電路也具有較快的開關(guān)速度。

　　該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大；二是當占空比變化時關(guān)斷速度變化較大。脈寬較窄時，由于是儲存的能量減少導(dǎo)致MOSFET柵極的關(guān)斷速度變慢。

　?。?）有隔離變壓器的互補驅(qū)動電路。如圖10所示，V1、V2為互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。

 

　　導(dǎo)通時隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關(guān)斷時為DUi，若主功率管S可靠導(dǎo)通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/[（1-D）Ui]。為保證導(dǎo)通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點：

　?、匐娐方Y(jié)構(gòu)簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅(qū)動的關(guān)斷能力不會隨著變化。
　?、谠撾娐分恍枰粋€電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關(guān)斷，且有較高的抗干擾能力。

　　但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應(yīng)該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅(qū)動電壓正向電壓小于其負向電壓，此時應(yīng)該注意使其負電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。

　　（3）集成芯片UC3724/3725構(gòu)成的驅(qū)動電路

　　電路構(gòu)成如圖11所示。其中UC3724用來產(chǎn)生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產(chǎn)生高頻調(diào)制波，經(jīng)高頻小磁環(huán)變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經(jīng)UC3725進行調(diào)制后得到驅(qū)動信號，UC3725內(nèi)部有一肖特基整流橋同時將7、8腳的高頻調(diào)制波整流成一直流電壓供驅(qū)動所需功率。一般來說載波頻率越高驅(qū)動延時越小，但太高抗干擾變差；隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724發(fā)熱越少，但太大使匝數(shù)增多導(dǎo)致寄生參數(shù)影響變大，同樣會使抗干擾能力降低。根據(jù)實驗數(shù)據(jù)得出：對于開關(guān)頻率小于100kHz的信號一般?。?00～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導(dǎo)如5K、7K等高頻環(huán)形磁芯，其原邊磁化電感小于約1毫亨左右為好。這種驅(qū)動電路僅適合于信號頻率小于100kHz的場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅(qū)動功率增大，UC3724和UC3725芯片發(fā)熱溫升較高，故100kHz以上開關(guān)頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開關(guān)頻率小于100kHz的場合，它是一種良好的驅(qū)動電路。該電路具有以下特點：單電源工作，控制信號與驅(qū)動實現(xiàn)隔離，結(jié)構(gòu)簡單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。